V =0，t1 =L/C（1） A到B即順流時超聲波傳播時間為：

t2 =L/(C +V cosθ）（2） B到A即逆流時超聲波傳播時間為：

t3 =L/(C -V cosθ） （3） 實驗測得流體順流和逆流時數據，根據式（2，3）可以得到不同情況下聲道截面上的平均線速度V 。 公式中L 、C 和θ均為已知，只要求得準確的t2和t3 就能得到準確的數據。所以確保流量計精度的關鍵就在于對渡越時間的準確采樣和處理。 2 激勵電路和信號接收電路 2.1 超聲波激勵電路的設計 傳統的超聲波激勵方式一般采用一定占空比的方波給激勵換能器［7-8］，本研究采用了一種調幅激勵脈沖的方法。利用CMOS模擬開關CD4052，對外接的幾個電壓信號源信號進行選通。為避免通道切換瞬間電流過大，輸入端接限流電阻R1~ R3 。通過調節外接電壓可以調節激勵強度，電路如圖2所示。 圖2 換能器激勵電路 換能器選型為LHQ200-3，其工作中心頻率為200kHz±4%，激勵脈沖波形中心頻率應與換能器工作頻率一致，通過對引腳AB的控制，可以實現電壓通道切換，生成需要的波形。激勵波形在示波器中觀察的結果如圖3所示。前10個周期為5V小電壓，然后2個周期的24V大電壓，最后為2個周期24V電壓壓制，相鄰兩個激勵波形時間間隔約為2ms，防止發射波形間隔過短產生相鄰信號相互激振。CD4052為CMOS模擬開關，芯片供電電壓VCC設為24V，而DSP控制芯片發出的控制信號太小則無法滿足控制要求，放大到高電平0.7VCC以上才能有效控制CD4052。 圖3 激勵脈沖波形圖 2.2 超聲波接收電路的設計 超聲波接收電路的作用是將接收換能器收到的小信號進行充分放大濾波后變成足夠大的信號。經過管道內的傳播，接收換能器接收到的波形變得非常微弱，只有幾毫伏到幾十毫伏，所以接收信號必須進行放大濾波處理。超聲波頻率較高，所以要求放大芯片要有足夠的頻帶寬度，電路設計為兩級NE5534放大。它是一款單路低噪音高速雙電源供電放大器如圖4所示。圖4中電路的放大倍數由輸入輸出電阻決定，放大倍數為400倍左右，可以使最大電壓放大到合適的范圍。 圖4 接收放大電路 采樣前，本研究設計了一個π型低通濾波器做抗混疊濾波處理，通過觀察示波器可以看到對波形毛刺等干擾具有一定的壓制作用。 3 實驗數據分析 不同風量下換能器接收信號的處理后波形如圖5所示。無風速時的接收波形如圖5（a）所示，風量為207m3/h時順流接收波形如圖5（b）所示，CH2觸發信號作為基準。每個接收波形均存在一個前后波峰大小增值最大點，該點位置基本穩定在波形的第12個波峰，如圖5所示，隨著風量的增大，該波峰的位置（與觸發波形下降沿的時間差t）會發生變動，變動量較小且與流體的速度密切相關。通過與發射波形對比得出，這是激勵電壓中第2個24V電壓激勵結果，通過該波峰后第一個過零點的位置檢測結果可以得到不同風速下順流和逆流的渡越時間差，在后續A/D轉換中該點是計時結束時刻。處理過程中對過零點曲線擬合后可以得到更精確的過零點信息，通過中值濾波處理可以有效減小不穩定流速引起的偏差。根據公式（2，3）計算得到的V為傳播聲道線上的平均速度，需要修正才能得到管道截面的平均速度VM =V/K，流量修正系數K=(2n+1)/2n，流體的雷諾系數為104時，n取6.5，處理結果如表1所示，基準流量來自0.5級渦輪流量計。 （a）無風速時的接收波形

（b）風量為207m3/h時順流接收波形 測量誤差包括示值誤差和引用誤差等，儀表的測量精度由引用誤差表示，示值誤差為測量值與真值之差值，引用誤差為測量值絕對誤差與儀表的滿量程值之比。滿量程測量值取最大風量時VM ，誤差分析表如表2所示。